一文看懂：單電源運放和雙電源運放有啥區別？

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1.1電源供電和單電源供電

所有的運算放大器都有兩(liang) 個(ge) 電源引腳，一般在資料中，它們(men) 的標識是VCC＋和VCC－，但是有些時候它們(men) 的標識是VCC＋和GND。這是因為(wei) 有些數據手冊(ce) 的作者企圖將這種標識的差異作為(wei) 單電源運放和雙電源運放的區別。但是，這並不是說他們(men) 就一定要那樣使用――他們(men) 可能可以工作在其他的電壓下。在運放不是按默認電壓供電的時候，需要參考運放的數據手冊(ce) ，特別是絕對最大供電電壓和電壓擺動說明。

絕大多數的模擬電路設計者都知道怎麽(me) 在雙電源電壓的條件下使用運算放大器，比如圖一左邊的那個(ge) 電路，一個(ge) 雙電源是由一個(ge) 正電源和一個(ge) 相等電壓的負電源組成。一般是正負15V，正負12V和正負5V也是經常使用的。輸入電壓和輸出電壓都是參考地給出的，還包括正負電壓的擺動幅度極限Vom以及最大輸出擺幅。

單電源供電的電路(圖一中右)運放的電源腳連接到正電源和地。正電源引腳接到VCC＋，地或者VCC－引腳連接到GND。將正電壓分成一半後的電壓作為(wei) 虛地接到運放的輸入引腳上，這時運放的輸出電壓也是該虛地電壓，運放的輸出電壓以虛地為(wei) 中心，擺幅在Vom 之內(nei) 。

有一些新的運放有兩(liang) 個(ge) 不同的最高輸出電壓和最低輸出電壓。這種運放的數據手冊(ce) 中會(hui) 特別分別指明Voh和Vol 。需要特別注意的是有不少的設計者會(hui) 很隨意的用虛地來參考輸入電壓和輸出電壓，但在大部分應用中，輸入和輸出是參考電源地的，所以設計者必須在輸入和輸出的地方加入隔直電容，用來隔離虛地和地之間的直流電壓。(參見1.3節)

通常單電源供電的電壓一般是5V，這時運放的輸出電壓擺幅會(hui) 更低。另外現在運放的供電電壓也可以是3V也或者會(hui) 更低。出於(yu) 這個(ge) 原因在單電源供電的電路中使用的運放基本上都是Rail-To-Rail的運放，這樣就消除了丟(diu) 失的動態範圍。

需要特別指出的是輸入和輸出不一定都能夠承受Rail-To-Rail的電壓。雖然器件被指明是軌至軌(Rail-To-Rail)的，如果運放的輸出或者輸入不支持軌至軌，接近輸入或者接近輸出電壓極限的電壓可能會(hui) 使運放的功能退化，所以需要仔細的參考數據手冊(ce) 是否輸入和輸出是否都是軌至軌。這樣才能保證係統的功能不會(hui) 退化，這是設計者的義(yi) 務。

1.2虛 地

單電源工作的運放需要外部提供一個(ge) 虛地，通常情況下，這個(ge) 電壓是VCC/2，圖二的電路可以用來產(chan) 生VCC/2的電壓，但是他會(hui) 降低係統的低頻特性。

R1和R2是等值的，通過電源允許的消耗和允許的噪聲來選擇，電容C1是一個(ge) 低通濾波器，用來減少從(cong) 電源上傳(chuan) 來的噪聲。在有些應用中可以忽略緩衝(chong) 運放。

在下文中，有一些電路的虛地必須要由兩(liang) 個(ge) 電阻產(chan) 生，但是其實這並不是完美的方法。在這些例子中，電阻值都大於(yu) 100K，當這種情況發生時，電路圖中均有注明。

1.3交流耦合

虛地是大於(yu) 電源地的直流電平，這是一個(ge) 小的、局部的地電平，這樣就產(chan) 生了一個(ge) 電勢問題：輸入和輸出電壓一般都是參考電源地的，如果直接將信號源的輸出接到運放的輸入端，這將會(hui) 產(chan) 生不可接受的直流偏移。如果發生這樣的事情，運放將不能正確的響應輸入電壓，因為(wei) 這將使信號超出運放允許的輸入或者輸出範圍。

解決(jue) 這個(ge) 問題的方法將信號源和運放之間用交流耦合。使用這種方法，輸入和輸出器件就都可以參考係統地，並且運放電路可以參考虛地。當不止一個(ge) 運放被使用時，如果碰到以下條件級間的耦合電容就不是一定要使用：第一級運放的參考地是虛地第二級運放的參考地也是虛地這兩(liang) 級運放的每一級都沒有增益。任何直流偏置在任何一級中都將被乘以增益，並且可能使得電路超出它的正常工作電壓範圍。

如果有任何疑問，裝配一台有耦合電容的原型，然後每次取走其中的一個(ge) ，觀察電工作是否正常。除非輸入和輸出都是參考虛地的，否則這裏就必須要有耦合電容來隔離信號源和運放輸入以及運放輸出和負載。一個(ge) 好的解決(jue) 辦法是斷開輸入和輸出，然後在所有運放的兩(liang) 個(ge) 輸入腳和運放的輸出腳上檢查直流電壓。所有的電壓都必須非常接近虛地的電壓，如果不是，前級的輸出就就必須要用電容做隔離。(或者電路有問題)

1.4組合運放電路

在一些應用中，組合運放可以用來節省成本和板上的空間，但是不可避免的引起相互之間的耦合，可以影響到濾波、直流偏置、噪聲和其他電路特性。設計者通常從(cong) 獨立的功能原型開始設計，比如放大、直流偏置、濾波等等。在對每個(ge) 單元模塊進行校驗後將他們(men) 聯合起來。除非特別說明，否則本文中的所有濾波器單元的增益都是 1。

1.5選擇電阻和電容的值

每一個(ge) 剛開始做模擬設計的人都想知道如何選擇元件的參數。電阻是應該用1歐的還是應該用1兆歐的？一般的來說普通的應用中阻值在K歐級到100K歐級是比較合適的。高速的應用中阻值在100歐級到1K歐級，但他們(men) 會(hui) 增大電源的消耗。便攜設計中阻值在1兆級到10兆歐級，但是他們(men) 將增大係統的噪聲。用來選擇調整電路參數的電阻電容值的基本方程在每張圖中都已經給出。

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2.1放 大

放大電路有兩(liang) 個(ge) 基本類型：同相放大器和反相放大器。他們(men) 的交流耦合版本如圖三所示。對於(yu) 交流電路，反向的意思是相角被移動180度。這種電路采用了耦合電容Cin。Cin被用來阻止電路產(chan) 生直流放大，這樣電路就隻會(hui) 對交流產(chan) 生放大作用。如果在直流電路中，Cin被省略，那麽(me) 就必須對直流放大進行計算。

在高頻電路中，不要違反運放的帶寬限製，這是非常重要的。實際應用中，一級放大電路的增益通常是100倍(40dB)，再高的放大倍數將引起電路的振蕩，除非在布板的時候就非常注意。如果要得到一個(ge) 放大倍數比較的大放大器，用兩(liang) 個(ge) 等增益的運放或者多個(ge) 等增益運放比用一個(ge) 運放的效果要好的多。

2.2衰 減

傳(chuan) 統的用運算放大器組成的反相衰減器如圖四所示。

在電路中R2要小於(yu) R1。這種方法是不被推薦的，因為(wei) 很多運放是不適宜工作在放大倍數小於(yu) 1倍的情況下。正確的方法是用圖五的電路。

在表一中的一套規格化的R3的阻值可以用作產(chan) 生不同等級的衰減。對於(yu) 表中沒有的阻值，可以用以下的公式計算

R3＝(Vo/Vin)/(2-2(Vo/Vin))

如果表中有值，按以下方法處理：

• 為(wei) Rf和Rin在1K到100K之間選擇一個(ge) 值，該值作為(wei) 基礎值。

  
  

• 將Rin 除以二得到RinA 和RinB。

  
  

• 將基礎值分別乘以1或者2就得到了Rf、Rin1和Rin2，如圖五中所示。

  
  

• 在表中給R3選擇一個(ge) 合適的比例因子，然後將他乘以基礎值。

  
  

比如，如果Rf是20K，RinA和RinB都是10K，那麽(me) 用12.1K的電阻就可以得到－3dB的衰減。

2.3加法器

圖七是一個(ge) 反相加法器，他是一個(ge) 基本的音頻混合器。但是該電路的很少用於(yu) 真正的音頻混合器。因為(wei) 這會(hui) 逼近運放的工作極限，實際上我們(men) 推薦用提高電源電壓的辦法來提高動態範圍。

同相加法器是可以實現的，但是是不被推薦的。因為(wei) 信號源的阻抗將會(hui) 影響電路的增益。

2.4減法器

就像加法器一樣，圖八是一個(ge) 減法器。一個(ge) 通常的應用就是用於(yu) 去除立體(ti) 聲磁帶中的原唱而留下伴音(在錄製時兩(liang) 通道中的原唱電平是一樣的，但是伴音是略有不同的)。

2.5模擬電感

圖九的電路是一個(ge) 對電容進行反向操作的電路，它用來模擬電感。電感會(hui) 抵製電流的變化，所以當一個(ge) 直流電平加到電感上時電流的上升是一個(ge) 緩慢的過程，並且電感中電阻上的壓降就顯得尤為(wei) 重要。

電感會(hui) 更加容易的讓低頻通過它，它的特性正好和電容相反，一個(ge) 理想的電感是沒有電阻的，它可以讓直流電沒有任何限製的通過，對頻率是無窮大的信號有無窮大的阻抗。

如果直流電壓突然通過電阻R1加到運放的反相輸入端上的時候，運放的輸出將不會(hui) 有任何的變化，因為(wei) 這個(ge) 電壓通過電容C1也同樣加到了正相輸出端上，運放的輸出端表現出了很高的阻抗，就像一個(ge) 真正的電感一樣。

隨著電容C1不斷的通過電阻R2進行充電，R2上電壓不斷下降，運放通過電阻R1汲取電流。隨著電容不斷的充電，最後運放的兩(liang) 個(ge) 輸入腳和輸出腳上的電壓最終趨向於(yu) 虛地(Vcc/2)。

當電容C1完全被充滿時，電阻R1限製了流過的電流，這就表現出一個(ge) 串連在電感中電阻。這個(ge) 串連的電阻就限製了電感的Q值。真正電感的直流電阻一般會(hui) 比模擬的電感小的多。

這有一些模擬電感的限製：

• 電感的一段連接在虛地上；

  
  

• 模擬電感的Q值無法做的很高，取決(jue) 於(yu) 串連的電阻R1；

  
  

• 模擬電感並不像真正的電感一樣可以儲(chu) 存能量，真正的電感由於(yu) 磁場的作用可以引起很高的反相尖峰電壓，但是模擬電感的電壓受限於(yu) 運放輸出電壓的擺幅，所以響應的脈衝(chong) 受限於(yu) 電壓的擺幅。

2.6儀(yi) 用放大器

儀(yi) 用放大器用於(yu) 需要對小電平信號直流信號進行放大的場合，它是由減法器拓撲而來的。儀(yi) 用放大器利用了同相輸入端高阻抗的優(you) 勢。基本的儀(yi) 用放大器如圖十所示。

這個(ge) 電路是基本的儀(yi) 用放大電路，其他的儀(yi) 用放大器也如圖中所示，這裏的輸入端也使用了單電源供電。這個(ge) 電路實際上是一個(ge) 單電源的應變儀(yi) 。這個(ge) 電路的缺點是需要完全相等的電阻，否則這個(ge) 電路的共模抑製比將會(hui) 很低。

圖十中的電路可以簡單的去掉三個(ge) 電阻，就像圖十一中的電路

這個(ge) 電路的增益非常好計算。但是這個(ge) 電路也有一個(ge) 缺點：那就是電路中的兩(liang) 個(ge) 電阻必須一起更換，而且他們(men) 必須是等值的。另外還有一個(ge) 缺點，第一級的運放沒有產(chan) 生任何有用的增益。

另外用兩(liang) 個(ge) 運放也可以組成儀(yi) 用放大器，就像圖十二所示。

但是這個(ge) 儀(yi) 用放大器是不被推薦的，因為(wei) 第一個(ge) 運放的放大倍數小於(yu) 一，所以他可能是不穩定的，而且Vin－上的信號要花費比Vin＋上的信號更多的時間才能到達輸出端。

這節非常深入地介紹了用運放組成的有源濾波器。在很多情況中，為(wei) 了阻擋由於(yu) 虛地引起的直流電平，在運放的輸入端串入了電容。這個(ge) 電容實際上是一個(ge) 高通濾波器，在某種意義(yi) 上說，像這樣的單電源運放電路都有這樣的電容。設計者必須確定這個(ge) 電容的容量必須要比電路中的其他電容器的容量大100倍以上。這樣才可以保證電路的幅頻特性不會(hui) 受到這個(ge) 輸入電容的影響。如果這個(ge) 濾波器同時還有放大作用，這個(ge) 電容的容量最好是電路中其他電容容量的1000倍以上。如果輸入的信號早就包含了VCC/2的直流偏置，這個(ge) 電容就可以省略。

這些電路的輸出都包含了VCC/2的直流偏置，如果電路是最後一級，那麽(me) 就必須串入輸出電容。

這裏有一個(ge) 有關(guan) 濾波器設計的協定，這裏的濾波器均采用單電源供電的運放組成。濾波器的實現很簡單，但是以下幾點設計者必須注意：

• 1）濾波器的拐點(中心)頻率

  
  

• 2）濾波器電路的增益

  
  

• 3）帶通濾波器和帶阻濾波器的的Q值

  
  

• 4）低通和高通濾波器的類型(Butterworth 、Chebyshev、Bessell)

  
  

不幸的是要得到一個(ge) 完全理想的濾波器是無法用一個(ge) 運放組成的。即使可能，由於(yu) 各個(ge) 元件之間的複雜互感而導致設計者要用非常複雜的計算才能完成濾波器的設計。通常對波形的控製要求越複雜就意味著需要更多的運放，這將根據設計者可以接受的最大畸變來決(jue) 定。或者可以通過幾次實驗而最終確定下來。如果設計者希望用最少的元件來實現濾波器，那麽(me) 就別無選擇，隻能使用傳(chuan) 統的濾波器，通過計算就可以得到了。

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3.1一階濾波器

一階濾波器是最簡單的電路，他們(men) 有20dB每倍頻的幅頻特性

3.1.3 文氏濾波器

文氏濾波器對所有的頻率都有相同的增益，但是它可以改變信號的相角，同時也用來做相角修正電路。圖十五中的電路對頻率是F的信號有90度的相移，對直流的相移是0度，對高頻的相移是180度。

3.2二階濾波器

二階濾波電路一般用他們(men) 的發明者命名。他們(men) 中的少數幾個(ge) 至今還在使用。有一些二階濾波器的拓撲結構可以組成低通、高通、帶通、帶阻濾波器，有些則不行。這裏沒有列出所有的濾波器拓撲結構，隻是將那些容易實現和便於(yu) 調整的列了出來。

二階濾波器有40dB每倍頻的幅頻特性。

通常的同一個(ge) 拓撲結構組成的帶通和帶阻濾波器使用相同的元件來調整他們(men) 的Q值，而且他們(men) 使濾波器在Butterworth和Chebyshev濾波器之間變化。必須要知道隻有Butterworth濾波器可以準確的計算出拐點頻率，Chebyshev和Bessell濾波器隻能在Butterworth濾波器的基礎上做一些微調。

我們(men) 通常用的帶通和帶阻濾波器有非常高的Q值。如果需要實現一個(ge) 很寬的帶通或者帶阻濾波器就需要用高通濾波器和低通濾波器串連起來。對於(yu) 帶通濾波器的通過特性將是這兩(liang) 個(ge) 濾波器的交疊部分，對於(yu) 帶阻濾波器的通過特性將是這兩(liang) 個(ge) 濾波器的不重疊部分。這裏沒有介紹反相Chebyshev和Elliptic濾波器，因為(wei) 他們(men) 已經不屬於(yu) 電路集需要介紹的範圍了。

不是所有的濾波器都可以產(chan) 生我們(men) 所設想的結果――比如說濾波器在阻帶的最後衰減幅度在多反饋濾波器中的會(hui) 比在Sallen－Key濾波器中的大。由於(yu) 這些特性超出了電路圖集的介紹範圍，請大家到教科書(shu) 上去尋找每種電路各自的優(you) 缺點。不過這裏介紹的電路在不是很特殊的情況下使用，其結果都是可以接受的。

3.2.1 Sallen－Key濾波器

Sallen-Key濾波器是一種流行的、廣泛應用的二階濾波器。他的成本很低，僅(jin) 需要一個(ge) 運放和四個(ge) 無源器件組成。但是換成Butterworth或Chebyshev濾波器就不可能這麽(me) 容易的調整了。這個(ge) 電路是一個(ge) 單位增益的電路，改變Sallen－Key濾波器的增益同時就改變了濾波器的幅頻特性和類型。實際上Sallen－Key濾波器就是增益為(wei) 1的Butterworth濾波器。

3.2.2 多反饋濾波器

多反饋濾波器是一種通用，低成本以及容易實現的濾波器。不幸的是，設計時的計算有些複雜，在這裏不作深入的介紹。如果需要的是一個(ge) 單位增益的Butterworth濾波器，那麽(me) 這裏的電路就可以給出一個(ge) 近似的結果。

3.2.3 雙T濾波器

雙T濾波器既可以用一個(ge) 運放也可儀(yi) 用兩(liang) 個(ge) 運放實現。他是建立在三個(ge) 電阻和三個(ge) 電容組成的無源網絡上的。這六個(ge) 元件的匹配是臨(lin) 界的，但幸運的是這仍是一個(ge) 常容易的過程，這個(ge) 網絡可以用同一值的電阻和同一值的電容組成。用圖中的公式就可以同時的將R3和C3計算出來。應該盡量選用同一批的元件，他們(men) 有非常相近的特性。

3.2.3.1 單運放實現

如果用參數非常接近的元件組成帶通濾波器，就很容易發生振蕩。接到虛地的電阻最好在E-96 1％係列中選擇，這樣就可以破壞振蕩條件。