2022-06-23運算放大器和比較器無論是外觀還是原理圖符號都差不多，如果把它上邊的標識打磨掉的話很難區分開；二者在電子設計中都有著廣泛而重要的應用，加之很多電路中會(hui) 出現將運放用作比較器的應用，以至於(yu) 有工程師朋友時不時的會(hui) 將運算放大器和比較器兩(liang) 者混淆。
1、運放原理簡介
運算放大器，是一種用於(yu) 信號調理的模擬芯片。比如對信號作放大，濾波，求和等。常見的有電壓反饋型運放和電流反饋型運放。這裏隻介紹電壓反饋型運放，繼續細分可以分為(wei) 下圖所示。如果按照製造的工藝來區分，可以分為(wei) Bipolar(三極管)工藝，CMOS工藝，JFET工藝。目前的低壓運放主要是以CMOS工藝為(wei) 主，因為(wei) 其有輸入偏置電流小，綜合性能優(you) 異等優(you) 勢。從(cong) 應用的角度來看，分為(wei) 低壓供電和高壓供電，低壓供電為(wei) 5V以內(nei) ，高壓供電為(wei) 5V以上，一般有24V耐壓，36V耐壓等級。
標準運放的符號如圖所示，一個(ge) 同相輸入端，一個(ge) 反相輸入端，一個(ge) 輸出端，一個(ge) 正電源引腳，一個(ge) 負電源引腳。所以運放是差分輸入，單端輸出的(全差分運放除外)。運放本身並沒有參考點，所以為(wei) 了能夠正常工作，外麵的電路需要給運放一個(ge) 穩定的參考點。
1、運放原理簡介﹣-（續）
運放會(hui) 放大其兩(liang) 個(ge) 輸入端的電壓差，輸出電壓等於(yu) 運放的開環增益乘以輸入電壓差，而運放自身的直流開環放大倍數至少有80dB（一萬(wan) 倍）以上，因此隻要輸入端電壓有 uV 級別的壓差，輸出就會(hui) 有很大的電壓。當然這種開環放大在實際中是不好用的，因為(wei) 運放的開環增益會(hui) 隨溫度，負載，輸入電壓差大小而變化，為(wei) 了得到穩定的放大倍數，在實際應用中都是引入負反饋來維持穩定的。
理想運放的特點：
①輸入電阻無窮大
②輸入失調電壓為(wei) 零
③輸入偏置電流，失調電流為(wei) 零
④開環增益無窮大
⑤輸出阻抗為(wei) 零
⑥帶寬無窮大
⑦壓援率無窮大
正是因為(wei) 現實中不存在理想的運放。才會(hui) 們(men) 衍生出來各式各樣的的放大器，不同的應用關(guan) 注的指標參數不一樣，總是需要強化某個(ge) 指標，而弱化某個(ge) 指標，選一個(ge) 折中的來設計運放。
2、負反饋的本質
為(wei) 了穩定的放大，需要引入負反饋。負反饋本質上是利用輸出的一部分信號反饋到輸入，用運放超高的開環增益來修正許多因素導致的誤差。超高的開環增益迫使輸入端的壓差保持在 uV 級別，也就是運放輸入端虛短。 CMOs 運放輸入偏置電流極小，運放輸入端虛斷。
3、運放的主要參數:
①供電電壓範圍
②共模電壓輸入範圍(Vcm)
③輸入輸出軌到軌特性(Rail to Rail Input/output)
④帶寬增益積(GBW/GBP)
⑤壓擺率(SR)
⑥建立時間(Settingtime)與(yu) 過驅動恢複時間(Overload Recovery time)
⑦失調電壓(Vos)與(yu) 溫漂(Vos/T)
⑧輸入偏置電流(IB)與(yu) 失調電流(Ios)
⑨噪聲(Vnoise)
⑩開環增益(Aol)
⑪共模抑製比(CMRR)
⑫電源抑製比(PSRR)
⑬輸入電容(Cin)
⑭靜態電流(Iq)
⑮全諧波失真加噪聲(THD+N)
⑯開環輸出阻抗(Ro)與(yu) 閉環輸出阻抗(Rout)
⑰相位裕度(φm)
①供電電壓範圍
運放自身沒有“地(GND)”的概念，標準運放隻有兩(liang) 個(ge) 電源引腳，正電源VCC和負電源VEE，因此運放的供電電壓指的是VCC-VEE的差，習(xi) 慣上把供電電壓範圍分為(wei) 低壓(6v以內(nei) )，高壓(6V以上)。常見的高壓運放耐壓等級一般有24V，36V。耐壓等級是跟選取的製造工藝有關(guan) 係的
運放有供電電壓範圍，意味著有最小值和最大值，供電電壓需要大於(yu) 最小值，才能讓運放正常工作。供電電壓不能超過最大值，否則運放內(nei) 部會(hui) 擊穿。
一般規格書(shu) 會(hui) 標明兩(liang) 個(ge) 供電電壓值，建議值和極限值。建議值是廠家考慮了製造工藝的離散性，預留一定的餘(yu) 量。如下是潤石通用係列運放RS633X的規格書(shu) ，建議值是2.5V~55V，實際上供電電壓位於(yu) 2.2V~2.5V運放都能工作，但是帶窗，噪聲，勒到勒輸出能力等參數都會(hui) 惡化，因此最好是位幹25V以上工作。55V~7V區間也能正常工作，但是大危險了，供電電壓稍有波動就可能燒掉運放，因此廠家的建議最大值是5.5V。
②共模電壓輸入範圍(Vcm)
首先要理解什麽(me) 是共模電壓，什麽(me) 是差模電壓。對於(yu) 運放的同相輸入端(vin+)和反相輸入端(Vin-)來說:
輸入共模電壓定義(yi) 了一個(ge) 允許的輸入範圍，超出這個(ge) 範圍後，會(hui) 引起運放輸入級對管的異常，此時運放將不能線性的工作。RS633X的輸入共模電壓範圍如下表所示。
通俗來說，規格書(shu) 裏麵給出的輸入共模電壓範圍，還有輸入差模電壓範圍，目的隻有一個(ge) ，就是保證加在 VIN+ 和 VIN-上的電壓不能超過允許的電壓範圍。對於(yu) RS633X來說，輸入電壓的範圍隻允許在VSS-0.1V~VCC+0.1V之內(nei) ,如果供電電壓是5.5V,那麽(me) 輸入允許的電壓範圍就是-0.1V~5.6V。
③輸入輸出軌到軌特性(Rail to Rail Input/output)
“軌”是指電源軌，包括正電源軌和負電源軌，如果負電源軌是接地，那麽(me) 負軌就是地(GND)，正軌就是VCC。傳(chuan) 統的Bipolar(三極管)工藝JFET工藝，都做不到軌到軌輸入。CMOS工藝在輸入級用一對PMOS和一對NMOS組成互補輸入，可以做到軌到軌輸入。軌到軌輸出是指輸出端的電樂(le) 可以接近正軌和負軌，注意是接近，不是等於(yu) 。軌到軌輸入輸出的好處是輸入輸出電壓可以接近供電電壓，這樣在低供電電壓時輸入輸出的動態範圍可以做得最大化。
④帶寬增益積(GBW/GBP)
對於(yu) 電壓反饋型運放來說，有帶寬增益積的概念，因為(wei) 觀察電壓反饋型運放的開環增益曲線，從(cong) 主極點以後，帶寬和增益的乘積幾乎是一個(ge) 常數。對於(yu) 電流反饋型運放來說，這個(ge) 是不成立的。
通常用開環增益曲線與(yu) 0 dB相交處為(wei) 帶寬增益積，(有時候高帶寬的運放並不成立)。下圖是RS633X的開環增益曲線，可以看到，0dB相交處，約為(wei) 11MHz，表示該器件在單位增益同相放大時，帶寬為(wei) 11MHZ。
④帶寬增益積(GBW/GBP)---(續)
對於(yu) 不同的增益(需要用噪聲增益去計算)，廠家規格書(shu) 給出的帶寬增益積一般都是單位增益時的帶寬，如果電路有對應的放大倍數，那麽(me) 帶寬就會(hui) 相應減少。BW=GBP/Gain
⑤壓擺率(SR)
壓擺率，Slew Rate，是描述運放對於(yu) 大信號邊沿響應的快慢。從(cong) 下麵的波形中可以看出具體(ti) 的定義(yi) 。輸入共模電壓大小，溫度的高低，都會(hui) 影響壓擺率SR的大小。實際應用可用公式計算:SR=2πf*Vp
比如想在10kHz頻率下，保持正常的輸出幅度5Vp，那麽(me) SR=2*3.14*10000*5/1000000=0.314V/us。需要用0.314V/us以上壓擺率的運放才可以。由此引申出運放另外一個(ge) 帶寬，全功率帶寬(FullPower Bandwidth)，運放的實際帶寬由全功率帶寬和小信號帶寬中的最小值來決(jue) 定。
從(cong) 運放內(nei) 部看，對主極點電容Cc充放電的電流大小決(jue) 定了壓擺巡的值。在小信號輸入時（通常100mVpp以內(nei) ），充放電的電流跟輸入信號的幅度是線性關(guan) 係，此時輸出信號上升和下降時間並不是用壓擺率SR來計算的，此時運放的邊沿上下時間近似一階電路的響應計算
實際上比用壓率 SR 來計算快得多。當輸入信號為(wei) 大信號時，充放電電流增大以至於(yu) 被限製在最大值，類似於(yu) 一個(ge) 電容被恒流充電，那麽(me) 電容的輸出電壓就是呈線性上升，此時上升下降時間要用壓擺率 SR 來計算。
⑤建立時間(Setting time)與(yu) 過驅動恢複時間(Overload Recovery time)
建立時間，是運放的階躍響應輸出穩定到一定精度所需要的時間。由於(yu) 受到運放小信號帶寬和壓擺率的限製，運放的階躍響應總是需要一定的時間，而且隨著相位裕度不同，輸出電壓的波動也有很大差異。
對於(yu) 小信號輸入(通常100mVpp以內(nei) )，輸出電壓的上升時間是Trise=0.35/f，然後再加上後段穩定到需要精度的時間,就構成了小信號輸入時的建立時間。對於(yu) 大信號輸入，輸出電壓上升的時間用壓擺率計算，大信號輸出時一般沒有過衝(chong) 振鈴，因此整個(ge) 上升時間構成了建立時間。建立時間主要受運放主極點電容Cc充放電的值和相位裕度影響。
過驅動恢複時間，是指放大後的輸出電壓超過了電源的供電電壓，當輸入信號跳變時，輸出電壓延遲的響應時間。該參數是受運放內(nei) 部的輸出級影響，主要是輸出管退出飽和狀態的時間。
⑦失調電壓(Vos)與(yu) 溫漂(ΔVos/AT)
理想運放輸入電壓為(wei) 零時，輸出電壓也為(wei) 零。實際上由於(yu) 工藝的限製，運放的輸入級做不到完全對稱，輸入失調電壓 Vos，是指為(wei) 了讓運放的輸出為(wei) 零，需要額外在輸入端補償(chang) 的電壓值。
CMOS運放的失調電壓在5mV~10mV，出廠時可以經過品員級的激光修調(Trim)，失調電壓可以收窄到最大0.5mV，而封裝後的電子修調，可以精確到50uV級別，如果需要更加小的失調電壓，運放需要用自穩零技術，斬波和自穩零技術可以把失調電壓控製在1uV級別。失調電壓在某個(ge) 範圍時是有一定的條件的，比如規格書(shu) 一般都是在共模電壓為(wei) 一半VCC時測試的。實際應用中，比如VCC=5V時，當共模電壓在0V~3.7V時，輸入PMOS對管工作，失調電壓較小。當共模電壓在3.7V~5V時，輸入NMOS對管工作，NMOS對管一般不進行修調，此時失調電壓較大，達不到規格書(shu) 的標稱值。
溫漂是指運放的失調電壓會(hui) 隨溫度的變化而發生變化，Bipolar(三極管)工藝的運放溫漂比較線性單調，CMOS工藝的運放溫漂不是線性單調的，但是為(wei) 了方便描述，統一歸一化為(wei) X mV/℃。
運放的失調電壓和溫漂會(hui) 被線性放大， 左圖中，運放的失調電壓Vos=0.1mV，溫漂為(wei) 1.5uV/℃，電路配置放大100倍。
Vout
=(Vos+Vdirft X(T-25℃)x100
失調電壓通常擁有正態分布的特性， 正常應用時一般取最大值計算。為(wei) 了減少 失調電壓和溫漂帶來的誤美。作直流放大時，通常取最低輸入信號的十分之一來保持輸出電壓的精度。當然，如果電路是作交流放大，那麽(me) 失調電壓不會(hui) 被放大，對輸出影響有限。
⑧輸入偏置電流(Ir)與(yu) 失調電流(los)
理想運放的輸入偏置電流和失調電流為(wei) 零，早期使用Bipolar(三極管)工藝時，由於(yu) 三極管屬於(yu) 電流控製型元件，運放的兩(liang) 個(ge) 輸入端是三極管的基極，因此有偏置電流。CMOS屬於(yu) 電壓控製型元件，其極電流為(wei) pA級別，基本上可以忽略不計。CMOS運放輸入偏置電流和失調電流受溫度變化影響較大，常溫下幾乎為(wei) 零，隨著溫度的上升，輸入偏置電流和失調電流指數增大，這是因為(wei) CMOS運放輸入引腳的ESD保護二極管漏電引起的，除非選用特別的製造工藝，否則超過100溫度下，輸入偏置電流都會(hui) 增大成百上千倍。在一些高輸出內(nei) 阻的傳(chuan) 感器信號放大中，可能會(hui) 引起額外問題，如果放大電路外部使用的電阻是百kΩ級別，那麽(me) 在運放輸出端將會(hui) 產(chan) 生新的失調誤差。
⑨噪聲(Vnoise)
三極管，MOS管，電阻，都會(hui) 產(chan) 生噪聲。在運放中，噪聲主要有兩(liang) 種，低頻噪聲(1/f)，寬帶噪聲(白噪聲)。在通用架構的運放中，存在電壓噪聲和電流噪聲，噪聲由於(yu) 是一個(ge) 隨機的信號，為(wei) 了方便描述，用其功率密度譜來衡量，這樣方便畫出噪聲功率密度譜與(yu) 頻率的關(guan) 係，最直觀的方式就是用Vpp值或者Vrms值描述，一般Vpp=6.6*Vrms。
⑩開環增益(Aol)
運放的開環增益就是不加負反饋時的頻率響應特性。運放直流的開環增益高達100dB(十萬(wan) 倍)以上，如此高的開環增益，在實際上是不適合直接放大信號的，開環增益直接受溫度、輸出負載，供電電壓輸入電壓幅度影響，而目會(hui) 大幅度的波動，所以一定需要引入負反饋來提高閉環增益的穩定性，單獨對比直流下的開環增益意義(yi) 不大。
⑪共模抑製比(CMRR)
理想情況下，運放隻會(hui) 放大其兩(liang) 個(ge) 輸入端的電壓差，對於(yu) 共模電壓完全不響應。共模抑製比描述的是運放對輸入的共模電壓的抑製能力，輸出端以失調電壓的誤差形式表達，一種簡單的測量方式是在輸入端加一個(ge) 固定的共模電壓，測量運放輸出的偏移量，來計算共模抑製比。
實際運放對共模信號無法完全抑製，是由於(yu) 運放輸入對管在工藝上沒辦法做到完全對稱，包括輸入對管的跨導增益，寄生電容，溫度係數等。而且共模抑製比是頻率的函數，頻率越高，共模抑製比越低。
為(wei) 了提高差分放大電路的共模抑製比，就要求左圖四個(ge) 電的匹配度要非常高，如果電阻的精度是1%，那麽(me) 直流下的共模抑製比隻有46dB。為(wei) 了解決(jue) 這個(ge) 問題，芯片廠家專(zhuan) 門生產(chan) 了包含四個(ge) 高精度電阻的差分運放，這樣直流下的共模抑製比可以高達100dB。在電路設計上，同相放大器電路，兩(liang) 個(ge) 輸入端的電壓跟隨輸入信號，會(hui) 由於(yu) 其模抑製比的原因而在輸出端產(chan) 生額外失調電壓。對於(yu) 高精度的ADC采樣，可能會(hui) 影響後幾bit讀數。反相放大器電路，其同相端一般接到古定的參考電壓上，運放兩(liang) 個(ge) 輸入端的電壓比較恒定，因此在輸出端產(chan) 生的失調電壓相對較低。
⑫電源抑製比(PSRR)
運放的電源電壓波動時，會(hui) 輕微影響內(nei) 部的恒流源靜態點，導致運放輸出端以失調電壓的形式出現誤差。電源抑製比描述的是運放對電源波動的抑製能力，通常分為(wei) 對正電源軌PSRR+，負電源軌PSRR-的抑製能力，兩(liang) 者通常有點差異。電源抑製比也是頻率的函數，頻率越高，電源抑製比PSRR越低。
電源抑製比的測量如左圖所示，通過測量運放輸出端的殘餘(yu) 信號來計算。從(cong) 右圖PSRR曲線可以看出，低頻下都有很好的抑製能力，當頻率逐漸升高時，開始以-20dB/dec下降，這是因為(wei) 運放內(nei) 部差分對的拖尾恒流源的電容隨頻率改變，恒流源的等效阻抗隨頻率升高而減少。所以如果應用中的負電源VEE由DC-DC或者電荷泵等器件產(chan) 生，那麽(me) 需要做好濾波工作，可以在運放電源端串聯RC，LC，或者磁珠+電容，目的是減少運放兩(liang) 個(ge) 電源端的高頻紋波。
⑬輸入電容(Cin)
運放的輸入電容分為(wei) 共模輸入電容和差模輸入電容，現在的CMOS運放大多數具有EMI抑製功能，其共模輸入電容和差模輸入電容會(hui) 偏大一點，大概有10pF~20pF。運放的輸入電容在某些應用下會(hui) 引起問題，主要有引起輸出振蕩，或者由於(yu) 兩(liang) 個(ge) 輸入端的共模電容偏差較大，引起共模抑製比惡化。
反相端的輸入共模電容會(hui) 與(yu) 反饋電阻RF形成一個(ge) 極點，從(cong) 輸出端反饋回來的信號會(hui) 有相移，再回饋到反相端，造成同相端和反相端的相移不是正常的對應狀態，輸出電壓會(hui) 存在過衝(chong) 或者直接振蕩。要解決(jue) 此問題，一個(ge) 是需要等比例整體(ti) 降低反饋電阻的阻值，另一個(ge) 是在反饋電RF上並聯電容，引入額外的零點來修正造成的相移。
共模輸入電容如果不對稱平衡，會(hui) 引起共模抑製比的惡化，因為(wei) 運放同相端和反相端的相移不相等，自然進入運放的信號就不是對稱的，此時共模信號也會(hui) 被放大。除了運放自身引腳以及內(nei) 部電路引起的不平衡以外，PCB Layout時，同相端和反相端走線引起的寄生電容不對稱也是原因，為(wei) 了降低這個(ge) 影響，外圍的增益電阻和反饋電阻最好不要取值過大。
⑭靜態電流(Iq)
運放的靜態申流是指運放外幹放大狀態，並目其輸入共模電壓外幹某個(ge) 電壓，器件自身消耗的電流，輸出負載的電流是不計算在內(nei) 的。因為(wei) 標準的運放沒有接地引腳，所以流入VCC引腳的電流約等於(yu) 流出VEE引腳的電流。運放生產(chan) 商測試運放的靜態電流時，采用下冬的電路，正負電源供電，配置成緩衝(chong) 器，同相端接地，相當於(yu) 輸入共模電壓是運放供電電壓的一半，然後測試vcC和VEE引腳的電流，輸出引腳不能接入負載。
運放的靜態電流是內(nei) 部眾(zhong) 多恒流源偏置電流的來源，包括輸入差分對管，輸出推挽對管等。靜態電流直接影響運放眾(zhong) 多的參數，比如帶，噪聲，壓擺率等。靜態申流越大，帶寬和壓擺率越高，噪聲更低。所以高速(GBP>100MHz)的運放其靜態電流一般都是5mA/ch以上。對幹現在很多10T設備的應用，又希望靜態電流做的非常低，那麽(me) 隻能犧牲帶寬，用擺率，噪聲，相位裕度等指標，降低內(nei) 部恒流源的偏置電流，來降低運放整體(ti) 的靜態電流。
⑮全諧波失真加噪聲(THD+N)
全諧波失真加噪聲，計算公式為(wei) 
意思是一個(ge) 信號經過運放後，統計其輸出端各次諧波失真幅度，再加上帶內(nei) 噪聲，最後得出一個(ge) 有效值電壓，相對於(yu) 基波信號的比值。
在音頻領域應用中，THD+N非常重要，因為(wei) 數字音頻存儲(chu) 用的位數一般為(wei) 24bit或者32bit，稍有些許失真就能把後麵的幾bit淹沒掉，不過人耳對於(yu) 一個(ge) 信號的失真，大概5%以上的失真才可能聽得出來。
一個(ge) 信號經過運放後產(chan) 生失真的原因，分為(wei) 輸入差分對管的交越失真，輸入阻抗非線性，密勒電容電流的非線性，輸出推挽級的交越失直。其中運放的負反饋會(hui) 盡最大能力去修正以上的失直，負反饋最大的作用，就是讓運放兩(liang) 個(ge) 輸入端的電壓盡量接近，這樣運放輸入級的差分電壓也會(hui) 很小，強迫運放內(nei) 部的電路在很窄的開環線性區間工作。
⑯開環輸出阻抗(Ro)與(yu) 閉環輸出阻抗(Rout)
開環輸出阻抗Ro是運放固有的特性，不隨運放的增益而改變。閉環輸出阻抗Rout相當於(yu) 把整個(ge) 運放的電路看成一個(ge) 黑匣子，計算的是運放處於(yu) 負反饋狀態下輸出端的阻抗。計算公式為(wei) 
。
Bipolar（三極管）工藝的運放開環輸出陽抗比較平，到高頻段才非線性。CMOS工藝的運放開環輸出陽抗則複雜得多。沒辦法用固定的曲線來衡量，不同帶寬，靜態電流的運放開環輸出阻抗差異很大。而且即使是同一個(ge) 運放，輸出負載吸取的直流電流不一樣，開環輸出陰抗也不一樣，慶幸的是，運放的負反饋會(hui) 幫我們(men) 解決(jue) 這些問題。
運放的開環輸出阻抗最大的危害，就是如果運放輸出端存在容性價(jia) 截，那麽(me) 一老就會(hui) 在開環曲線上形成一個(ge) 極占，如果極點在有用的頻帶內(nei) ，相移會(hui) 比較大，經過反相端反饋回來後，會(hui) 造成運放振蕩。所以CMOS工藝的運放，其輸出端不要輕易直接用電容接地濾波，即使要對輸出電壓濾波，也要先串聯一個(ge) 電阻才能接電容到地。
⑰相位裕度(φm)
首先要了解運放處於(yu) 負反饋狀態下，增益跟頻率的三條曲線，開環增益Aol，閉環增益1/β，環路增益Aol*β，簡寫(xie) Aβ。因為(wei) 這三條曲線決(jue) 定了運放負反饋的穩定性，判斷穩定性的標準是環路增益AB曲線的相位，距離相移180°，是否還存在45°的相位裕度。
4、運放應用的問題探討
a)運放最大能夠放大多少倍?
b)運放可以放大多微弱的信號?
c)雙電源供電的運放是否可以改成單電源供電?是否可以不對稱供電?
d)運放的輸出總誤差是什麽(me) ?
4、運放應用的問題探討---(續)
a)運放最大能夠放大多少倍?
根據開環增益的曲線以及增益帶寬積GBP的定義(yi) ，Gain=GBP/Bandwidth，因此最大能夠放大多少倍是跟帶寬相關(guan) 的，極限情況下放大超低頻信號(比如0.1Hz)，那麽(me) 放大倍數可以接近Aol 曲線低頻段增益，但是由於(yu) 沒有足夠環路增益用於(yu) 修正誤差，此時輸出電壓將偏離理想的輸出電壓值，而目單級過高的放大倍數會(hui) 把運放的失調電壓。噪聲放大，使電路“不好用”。建議單級放大電路控製在100倍以內(nei) 。
b)運放可以放大多微弱的信號?
取決(jue) 於(yu) 所用運放的底噪水平。如果需要運放放大微弱信號(1uV~10mV)，首先要讓運放的輸入共模電壓遠離兩(liang) 個(ge) 電源軌，保證能夠線性放大然後限製運放的帶寬，這樣能有效降低帶外噪聲。總之，隻要有用信號不被噪聲淹沒，那麽(me) 都能有效放大。
c)雙電源供電的運放是否可以改成單電源供電?是否可以不對稱供電?
可以，標準運放並沒有地GND引腳，所以運放並不知道“地GND”在哪裏，運放內(nei) 部的電路都是參考VEE引腳的，但是對於(yu) 輸入的信號來說，因為(wei) 運放放大的是輸入的差分電壓，因此必然會(hui) 有輸入信號的參考點，外理好輸入共模電壓的範圍即可，負反饋的存在可以不對稱供電。
d)運放的輸出總誤差是什麽(me) ?
總共有9項誤差構成， Verror=Vos+Vos_drift+Vbias+Vbias_drift+Vnoise +VCMRR+VPSRR+VAOI+VEMIRR
不管是直流放大還是交流放大，實際的輸出電壓跟理想的輸出電壓值之間的差距。就是以上9項誤差構成的，而目運放的這些誤差項。都是在一直變化的，隨溫度變，隨時間變。引入負反饋非常重要，能夠無時無刻地修正以上誤差，當然不是“消除”，而是盡量減少。
5、運放與(yu) 比較器的區別
運放的設計目的是用於(yu) 存在負反饋的場合，比較器是用於(yu) 開環應用。
a)為(wei) 了負反饋穩定，運放內(nei) 部有密勒電容，比較器則不需要，因此比較器沒有壓擺率這個(ge) 參數。輸入一個(ge) 階躍信號時，運放上升是慢吞吞的。而比較器則馬上就翻轉了。
b)一些高壓的運放，還有Bioolar(三極管)工藝的運放，兩(liang) 個(ge) 輸入引腳之間會(hui) 存在雙向鉗位二極管。低壓的CMOS運放一般沒有，比較器沒有雙向鉗位的二極管。所以把運放當比較器來用，要判斷是否需要加限流電阻，以免燒掉運放。
c)運放有帶寬，比較器一般不用帶寬來衡量其翻轉速度，用TPHL，TPLH，Tfall，Trise，來表示速度。
一個(ge) 簡單的計算比較器速度方法是
d)運放輸出端都是推挽輸出的，比較器可以做成推挽輸出，也可以做成開漏輸出。
e)運放輸出過載後，需要比較長的恢複時間。比較器的過載恢複時間非常短。
f)有些運放的輸入共模電壓範圍，不能到正電源軌。許多比較器是支持到正電源軌的。
g)運放可以當比較器使用(在一些低速翻轉場合可以)，而比較器不能當運放使用。
6、如何根據應用選擇合適運放
運放選擇判斷步驟:
1、實際工作電壓，選用低壓運放還是高壓運放，高壓運放比低壓運放貴很多:
2、是否需要軌到軌輸入/輸出特性:
3、客戶具體(ti) 的應用場合，比如:
1)音頻應用，注重帶寬，壓擺率，噪聲，輸出軌到軌特性
2)便攜式產(chan) 品應用，注重靜態電流，帶寬等:
3)傳(chuan) 感器應用，注重失調電壓，溫漂，靜態電流，輸入偏置電流，共模抑製比等;
4)采樣電流應用，注重帶寬，失調電壓，溫漂，靜態電流等:
5)濾波器應用，注重帶寬，樂(le) 擺率，軌到軌輸入輸出特性等:
6)儀(yi) 器儀(yi) 表應用，注重失調電壓，溫漂，1/f噪聲等:
7)醫療應用，注重噪聲，帶寬，軌到軌輸入輸出特性等。
7、潤石公司運放和比較器的優(you) 勢
運放:
全係列運放種類齊全，低噪聲，高精度，高速，微功耗，通用型
有1μA/ch的微功耗運放，適合用於(yu) PIR，氣體(ti) 傳(chuan) 感器等應用場合
通用係列運放有失調電壓最大為(wei) 0.5mV的版本
精密運放失調電壓最大為(wei) 5μV，溫漂最大50nV/℃，比同行最大20nV要好
高壓通用型運放，高壓高精度型運放，高壓差分運放，儀(yi) 表放大器 即將發布。
比較器:
全係列比較器種類齊全，微功耗，通用型，高速型
有1μA/ch的微功耗比較器，適用於(yu) 智能家居等超低功耗產(chan) 品
RS331/RS393/RS339，通用型1路/2路/4路比較器，支持軌到軌輸入進行比較。
